美狮贵宾会

数字化是开关电源的生长趋势
，它可以实现快速、无邪的控制设计
，改善电路的瞬态响应性能
，使之速率更快、精度更高
，可靠性更强。因此
，本文基于Saber仿真软件对接纳数字控制的大功率移相控制全桥ZVS电源系统( 12 V /5 000 A)举行了建模、仿真
，并对仿真效果举行了剖析。

1 主电路的建模

移相控制全桥ZVS2PWM变换器电路实现简朴、事情可靠
，并且充分使用了器件的寄生参数
，不需要加入辅助电路
，较量适合大功率低压大电流的应用场合
，其主电路结构如图1所示。

图1 移相控制全桥ZVS2PWM电源系统主电路

Saber软件提供了功率器件建模工具Model Ar2chitect,如图2所示为该工具提供的IGBT等效电路模子
，凭证现实器件的参数调解图2中的各个参数值即可完成建模。本系统接纳IGBT 的型号为CM400HA-24E,其额定参数为1 200 V /400 A.电容c1~c4为外接谐振电容
，其中c1 = c3, c2 = c4。

高频变压器接纳两个单位变压器串并联的组合方法
，它可以使并联的输出整流二极管之间实现自动均流
，并且使得变压器的设计？榛
，简化变压器的制作工艺
，降低消耗。原边用串联电感lr作为变压器的等效漏感
， 用电流控制电压源(CCVS)？槔慈〈哂械缌鞑裳饔玫幕舳缛霾ジ衅。

图2 IGBT等效结构图

次级输出接纳倍流整流电路结构
，该结构中电感电流和变压器次级电流小
，整流管导通消耗及变压器铜损较小;该结构具有双电感交织滤波
，可在电感值较小的条件下
，减小电流纹波
，提高动态响应性能。

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2 数字控制器的建模

2.1 峰值电流型控制方法

开关电源功率开关器件导通电流等内部变量的瞬态值具有相对自力性
，只有直接控制电流瞬态峰值
，才华有用快速地
；すβ士仄骷
，同时战胜全桥变换器的偏磁问题
，提高其动态反应速率和可靠性
，因此
，本系统接纳峰值电流控制模式。峰值电流型控制模式开关电源的系统结构图见图3所示
，系统控制数学模子见图4所示。

图3 开关电源系统结构图

图4 系统控制数学模子

2.2 P I调理器建模

P I调理是控制系统中最成熟
，应用规模最广的一种调理方法
，离散型P I控制器表达式为：

接纳峰值电流模式控制的系统
，当占空比大于0. 5时
，会爆发不稳固征象
，接纳斜坡赔偿可以改善系统性能
，增添系统稳固性。依据其他资料
，在控制工程实践中
，斜坡赔偿电压的上升率一样平常设计为输出电感电流检测信号下降率折算值的70%~80%.

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式(1)中： k为采样序号; U ( k)为第K次采样时P I调理器输出的偏移量; Kp 为P I调理器的比例系数;T为采样周期; Ti 为PI调理器积分时间; E ( k)为第k次采样的误差值。由式(1)可推出其离散P I增量式为：

式(2)中：U ( k - 1)为第k - 1次采样时PI调理器输出的偏移量; E ( k - 1)为第k - 1次采样的误差值;Ki 为P I调理器的积分参数。

P I调理器模子见图5所示
，着实现历程为：

AD电压采样环节由一个模数转换接口"a2z"实现
，采样值为Z0 ( k ) , 电压基准Zref由给定信号？"zdata"提供
，两者的差值为误差项E ( k) ;使用放大？"zamp"将误差值E ( k)放大积分系数Ki 倍
，可得积分修正量I ( k) ;将误差值E ( k)通过减法？"zsub"减去由延迟？"zdelay"所坚持的第k - 1次的误差值E ( k - 1) ,再用放大？榻鲜霾钪捣糯蟊壤问齂p 倍
，可得比例矫正值为P ( k) ;最后由加法？"zadd"将积分修正量I ( k) ,比例修正量P ( k) ,以及由延迟？樗岢值牡趉 - 1 次效果U ( k - 1)相加可得第K次采样效果U ( k)。

图5峰值电流型控制原理图

电流环控制接纳P调理
，着实现历程为：霍尔电撒播感器采样之后
，由模数转换接口将采样值转换为离散信号
，经由一定倍数的放大之后
，举行斜坡赔偿。斜坡赔偿环节由"z_pulse"？橐谰萸笆雠獬ス嬖虮⒁欢ㄆ德室欢ㄐ甭实娜遣ㄊ迪。

经由斜坡赔偿的电流信号与电压P I调理爆发的效果相较量获得最终的误差调解值
，最后由较量？"zcmp"组成饱和环节
，用于避免输出的移相值凌驾所能抵达的移相规模。

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2.3 移相全桥PWM 波形调制

Saber和Simulink之间可以实现协同仿真
，这样可以施展Simulink在软件算法方面的优势
，通过自界说S函数爆发移相PWM信号。以Saber为主机
，挪用Simulink,两者以牢靠时间步长交流数据。

图6所示为移相PWM脉冲实现原理图。其主要原理为：当所对应的前驱动波形跳变为高时
，由数字P I控制器得出的移相值U ( k)在远小于周期的准时间减去一定常数k,当差值为零时爆发一对与所对应前桥臂驱动等宽的脉冲波
，图中所示t即为移相时间。

图6 移相原理。

图7所示为实现移相历程的Saber模子
，由"z_pulse"？楸⒗慰科德省⒄伎毡任50%的PWM信号
，该信号与系统超前臂的驱动时序一致。图中"switchpwm1"？橄嗟庇谝桓龆嗦房
，其事情历程为：在超前臂脉冲由低变高时
，接通输入端
，采样反响的偏移量
，然后连忙脉冲？橛筛弑涞徒油ㄓ欣肷⒓岢肿饔玫难邮蹦？"zdelay",最后通过减法？"zsub"减去牢靠常数k (由"z_ dc"？楸) ,经由延时？樗瓒ǖ募岢质奔鋞后
，所减效果再减去常数k,相减后的效果传送到移相？"shiftpwm1"。

图7 移相PWM调制模子。

"switchpwm1"和"shiftpwm1"两个？槎际峭ü齋aber与Simulink协同事情的
，它们通过挪用S 2fuctiON来实现详细功效。将S函数样本文件中的sys =mdlOutputs( t, x, u)作简朴修改即可。

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3 仿真效果

系统输入直流电压为580 V,事情频率20 kHz,开关管并联电容c1~c4取47 nF,设定漏感lr = 10H,比例参数Kp = 1,积分参数Ki = 0. 15,输出滤波电感lo1 = lo2 = 0. 5H,滤波电容co = 82 mF,变压器匝数比n = 10.设定负载为2. 4 m欧
，输出电压vo = 12 V,输出电流io = 5 000 A.

图8 开关管驱动波形图

图8所示为开关管的驱动波形图。q1和q3为超前臂开关管
，互补导通180(具有一定的死区时间) , q2和q4为滞后臂开关管
，它们划分对q1和q3有一定的移相时间。

图9所示为变压器原边电压和电流波形
，剖析可得
，该仿真系统的原边电压与电流波形与移相控制全桥ZVS2PWM变换器的事情原理是一致的。

图9 变压器原边电压与电流波形

图10所示为输出为12 V /5 000 A时
，超前臂开关管q1和滞后臂开关管q2的导通和关断情形。

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为便于剖析
，将驱动电压ugs1 和ugs2 放大30 倍。

图10 开关管q1、q2的导通和关断情形。

从图10中可以看出
，无论开关管q1和q2,在导通之前
，D、S两头的电压uds已降为零
，说明开关管实现了零电压导通;在开关管关断之后
， uds最先线性上升
，说明开关管实现了零电压关断。

图11 输出电压电流波形。

图11所示为本仿真系统的输出电压和电流波形。由该效果可知
，在112 ms左右输出电压抵达12V稳态值
，输出电流抵达5 000 A稳态值。电压波形超调量小于0124 V,电流波形超调量小于100 A,知足电压上下波动2%的性能指标。

4 结论

通过仿真研究清晰的相识大功率开关电源系统的事情历程和事情特征
，为数字电源的开发提供了主要参考依据
，并能有用节约开发本钱
，缩短研发周期。

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